发明创造名称：交流斩波电路调节补偿电压的交流稳压电源
外观设计名称：
决定号：196704
决定日：2019-11-27
委内编号：1F284011
优先权日：
申请（专利）号：201410397539.5
申请日：2014-08-10
复审请求人：龚秋声
无效请求人：
授权公告日：
审定公告日：
专利权人：
主审员：马姗姗
合议组组长：徐珍霞
参审员：李晓艳
国际分类号：H02M5/257
外观设计分类号：
法律依据：专利法第22条第3款
决定要点
：如果一项权利要求请求保护的技术方案与作为最接近的现有技术的对比文件相比存在区别技术特征，但是该区别技术特征的部分特征被其他对比文件公开，并且其在其他对比文件中所起的作用与其在该权利要求请求保护的技术方案中所起的作用相同，其余特征为本领域公知常识，且将上述对比文件和本领域公知常识结合也未产生预料不到的技术效果，则该权利要求请求保护的技术方案整体对本领域技术人员来说是显而易见的，不具备创造性。
全文：
本复审请求涉及申请号为201410397539.5，名称为“交流斩波电路调节补偿电压的交流稳压电源”的发明专利申请（下称本申请）。申请人为龚秋声。本申请的申请日为2014年08月10日，公开日为2014年11月26日。
经实质审查，国家知识产权局原审查部门于2019年04月11日发出驳回决定，驳回了本申请，其理由是：权利要求2不具备专利法第22条第3款规定的创造性。驳回决定所依据的文本为申请日2014年08月10日提交的说明书附图图1-8、摘要附图，2014年09月08日提交的说明书第1-25，28-29段、说明书摘要，2019年03月03日提交的权利要求第1-2项。驳回决定所针对的权利要求书如下：
“1. 一种单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源，它由补偿变压器T，2个滤波电容C和C1、1个滤波电感L、2个倒相双向开关S3和S4、1个主控双向开关S1、1个续流双向开关S2及其控制电路组成，其特征在于：补偿变压器T初级绕组由W11和W12串联组成，W11和W12与2个倒相双向开关S3和S4组成倒相电路，续流双向开关S2由2个单向晶闸管组成，第1交流输入端(2)与补偿变压器T次级绕组W2一端、主控双向全控开关S1一端、滤波电容C1一端连接，第1交流稳压输出端(3)与补偿变压器T次级绕组W2另一端连接，第2交流输入端(1)与第2交流稳压输出端、补偿变压器T初级绕组W11一端、初级绕组W12一端、续流双向开关S2一端、滤波电容C一端、滤波电容C1另一端连接，主控双向开关S1另一端(4)与续流双向开关S2另一端、滤波电感L一端连接，滤波电感L另一端(5)滤波电容C另一端、倒相双向开关S3一端、倒相双向开关S4一端连接，倒相双向电子开关S3另一端(6)与补偿变压器T初级绕组W11另一端连接，倒相双向电子开关S4另一端(7)与补偿变压器T初级绕组W12另一端连接。
2. 一种三相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源，包括3个权利要求1所述的单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源，其特征在于：3个权利要求1所示的单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源星形连接，有1个交流输入和交流稳压输出公共零端N，3个三相交流输入端A1、B1、C1和3个三相交流稳压输出端A2、B2、C2，能同时输出三相380V交流稳定电压和三个有公共零线N的单相220V交流交流稳定电压，用调节3个主控双向开关S1A、S1B、S1C中的全控器件的斩控通断比调节补偿电压大小，达到输出电压稳定的三相交流稳压电源。”
驳回决定中引用了如下对比文件：
对比文件1：CN102427298A，公开日为2012年04月25日；
对比文件2：CN2625948Y，公告日为2004年07月14日；
对比文件3：CN101123401A，公开日为2008年02月13日。
其中，对比文件1为最接近的现有技术。驳回决定的具体理由是：权利要求2相对于对比文件1的区别技术特征在于：（1）续流开关由2个单向晶闸管组成；（2）补偿变压器T初级绕组由W11和W12串联组成，倒相电子开关数量为2个为双向，W11和W12与2个倒相双向开关S3和S4组成倒相电路以及倒相电路的具体连接关系以及其与BUCK电路的输出的连接，补偿变压器的连接位置；（3）第一与第二交流输入端之间并联有滤波电容C1；（4）三相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源的结构以及调节输出相关特征。上述区别技术特征（1）在对比文件3中公开，区别技术特征（2）在对比文件2中公开，区别技术特征（3）为本领域技术人员的惯用手段，区别技术特征（4）的部分特征在对比文件2中公开，其余特征为本领域技术人员容易想到的，因此，权利要求2相对于对比文件1与对比文件2、3以及公知常识的结合不具备创造性。在驳回决定的其他说明部分中进一步指出权利要求1也不具备专利法第22条第3款规定的创造性，具体理由是：权利要求1相对于对比文件1的区别技术特征在于：（1）续流开关由2个单向晶闸管组成；（2）补偿变压器T初级绕组由W11和W12串联组成，倒相电子开关数量为2个为双向，W11和W12与2个倒相双向开关S3和S4组成倒相电路以及倒相电路的具体连接关系以及其与BUCK电路的输出的连接，补偿变压器的连接位置；（3）第一与第二交流输入端之间并联有滤波电容C1。上述区别技术特征（1）在对比文件3中公开，上述区别技术特征（2）在对比文件2中公开，区别技术特征（3）为本领域技术人员的惯用手段，因此，权利要求1相对于对比文件1与对比文件2、3以及公知常识的结合不具备创造性。
申请人（下称复审请求人）对上述驳回决定不服，于2019年05月03日向国家知识产权局提出了复审请求，同时修改了权利要求书，其中在权利要求1中增加了技术特征“只要调节1个主控双向开关S1就能调节补偿电压”。复审请求人认为：（1）对比文件1要同时调节主控开关和续流开关才能补偿电压，而本申请只要调节1个主控开关就可调节补偿电压；（2）本申请增添一个初级绕组，节省两个开关，并且续流开关用两个单向晶闸管反并联，成本低，可靠性好；（3）本申请为连续无级无触点调节补偿电压，具有高精度和可靠性，而对比文件2是有级、转换抽头调压，精度低可靠性差。
复审请求时修改的权利要求1如下：
“1. 一种单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源，它由补偿变压器T，2个滤波电容C和C1、1个滤波电感L、2个倒相双向开关S3和S4、1个主控双向开关S1、1个续流双向开关S2及其控制电路组成，其特征在于：只要调节1个主控双向开关S1就能调节补偿电压，补偿变压器T初级绕组由W11和W12串联组成，W11和W12与2个倒相双向开关S3和S4组成倒相电路，续流双向开关S2由2个单向晶闸管组成，第1交流输入端(2)与补偿变压器T次级绕组W2一端、主控双向全控开关S1一端、滤波电容C1一端连接，第1交流稳压输出端(3)与补偿变压器T次级绕组W2另一端连接，第2交流输入端(1)与第2交流稳压输出端、补偿变压器T初级绕组W11一端、初级绕组W12一端、续流双向开关S2一端、滤波电容C一端、滤波电容C1另一端连接，主控双向开关S1另一端(4)与续流双向开关S2另一端、滤波电感L一端连接，滤波电感L另一端(5)滤波电容C另一端、倒相双向开关S3一端、倒相双向开关S4一端连接，倒相双向电子开关S3另一端(6)与补偿变压器T初级绕组W11另一端连接，倒相双向电子开关S4另一端(7)与补偿变压器T初级绕组W12另一端连接。”
经形式审查合格，国家知识产权局于2019年05月31日依法受理了该复审请求，并将其转送至原审查部门进行前置审查。
原审查部门在前置审查意见书中认为：对比文件1公开了一种无级无触点调压电路，其与本申请相同，在调节补偿电压时均采用了buck电路，并且公开了调节补偿电压采用的是调节主控开关S1，而S2作为续流开关，其与主控开关S1的时序相反即可，即在调节补偿电压时，实质上是调节主控开关S1的占空比。本申请与对比文件1相比，主要包括两个区别：1、续流开关用2个单向晶闸管组成；2、倒相结构的不同。基于上述区别，该权利要求实际解决的技术问题是：选择合适的开关以降低成本；如何实现倒相以降低成本。针对区别1，对比文件3公开了对于该斩控式交流调压电路而言，主控双向电子开关由2个二极管和2个三极管或由4个二极管和1个三极管组成，其输出电压大小由主控开关S1的通断比来调节，续流双向电子开关由2个单向晶闸管反并联组成，由此降低成本而产生较好的经济效益，本领域技术人员在设置对比文件1中的主控和续流双向电子开关时，为降低成本，可以从中得到技术启示，而将其用于对比文件1中。针对区别2，对比文件2公开了一种无触点补偿式电力稳压器（参见说明书第3页倒数第3段，图2-6）：倒相可以采用图2所示的结构，即补偿变压器原边绕组串联且带中间抽头，两个双向可控硅的倒相开关，其连接关系如图2所示，可将两个倒相开关同时导通实现补偿。可见，对比文件2公开了一种仅采用两个开关实现倒相的结构，相对于采用对比文件1的倒相结构而言成本低，本领域技术人员能够从中得到技术启示而将对比文件2所示的倒相结构用于对比文件1中。本领域技术人员从对比文件2中所得到的技术启示是设置一种低成本的倒相结构，与其前级是否采用无级调压无关，并且无级调压已被对比文件1公开。因而坚持驳回决定。
随后，国家知识产权局成立合议组对本案进行审理。
合议组于2019年08月06日向复审请求人发出复审通知书，指出：权利要求1-2不具备专利法第22条第3款规定的创造性。具体理由是：权利要求1相对于对比文件1的区别技术特征在于，（1）第1交流输入端与补偿变压器T次级绕组W2一端相连，第1交流稳压输出端与补偿变压器T次级绕组W2另一端连接，第2交流输入端与第2交流稳压输出端、补偿变压器T初级绕组W11一端、初级绕组W12一端连接，即本申请中补偿电压是串入第1交流输入端和第1交流稳压输出端之间，与之相对地，对比文件1中补偿电压是串入市电输入的N端与稳压输出的N端；（2）补偿变压器T初级绕组由W11和W12串联组成，W11和W12与2个倒相双向开关S3和S4组成倒相电路，倒相双向开关S3一端、倒相双向开关S4一端连接到滤波电感L另一端、滤波电容C另一端，倒相双向开关S3另一端与补偿变压器T初级绕组W11另一端连接，倒相双向开关S4另一端与补偿变压器T初级绕组W12另一端连接；（3）主控开关、续流开关均为双向开关，续流双向开关S2由2个单向晶闸管组成。上述区别技术特征（1）和（2）的大部分特征在对比文件2中公开，其余部分特征为本领域技术人员容易想到的，而且采用双向开关作为倒相开关属于本领域的公知常识；上述区别技术特征（3）在对比文件3中公开，因此，权利要求1相对于对比文件1与对比文件2、3以及公知常识的结合不具备创造性。权利要求2除引用的权利要求1的特征以外的大部分特征在对比文件2中公开，且作用相同，本领域技术人员能够合理预期到，当将对比文件2与对比文件1结合后，当对比文件2中三相无触点补偿式电力稳压器的每相均采用了对比文件1中串联式交流稳压器后，同样可以通过调节3个开关S1的占空比来调节补偿电压的大小，输出电压稳定的三相交流稳压电源，因此，权利要求2相对于对比文件1与对比文件2、3以及公知常识的结合也不具备创造性。对于复审请求人提出复审请求时陈述的意见，合议组认为：（1）根据对比文件1说明书第21-25段记载可知，对比文件1中的交流稳压器同样是仅需要调节主控开关S1来调节补偿电压的幅值，这与本申请权利要求1的技术方案所采用的技术手段和达到的技术效果是一致的。（2）尽管对比文件1中并没有公开本申请权利要求1的技术方案所限定的补偿变压器T的用于倒相的初级侧电路结构，但是该部分特征在对比文件2中公开，并且所起的作用相同，也能达到相同的技术效果，即实现倒相的同时简化开关的使用，则对比文件2存在相应的技术启示；同理，尽管对比文件1中并没有公开本申请权利要求1的技术方案所限定的续流开关由两个单向晶闸管反并联构成，但是该部分特征在对比文件3中公开，并且达到了相同的技术效果，即降低了成本并且也实现了续流作用，则对比文件3存在相应的技术启示。（3）尽管对比文件2中的自耦变压器是有级、转换抽头调压的，但是该部分电路的作用仅是为了提供幅值可变的交流输入电压，即仅用于调幅而不是为了倒相，其与本申请权利要求1的技术方案中所包含的连接在倒相电路输入侧的交流斩波调压电路实现的作用是一致的，而且对比文件2中用于进行电压补偿的补偿变压器也是无级无触点的变压器，可见对比文件2仍然存在相应的技术启示。
复审请求人于2019年08月18日提交了意见陈述书，提交了权利要求书的修改替换页（含权利要求第1-2项）以及摘要附图的修改替换页。其中主要修改涉及以下内容：1、在权利要求1中增加1个升压自耦合变压器T2的相关特征，包括升压自耦变压器T2有2个端头（4、1）和1个中间抽头（2），升压自耦器T2的输出两端（4、1）的交流电压斩波调节补偿电压，第1交流输入端(2)与升压自耦变压器T2中间抽头端连接，自耦变压器输出高压端（4）与主控双向全控开关（S1）一端、滤波电容（C1）一端连接，第2交流输入端（1）与升压自耦变压器T2低压端连接；2、在权利要求1中增加涉及主控双向全控电子开关的相关特征：主控双向全控电子开关S1由2个带阻尼整流二极管（D1、D2）的2个三极管（V1、V2）反串联，或者由4个整流二极管和1个三极管组成；3、删除从属权利要求中的部分技术特征：有1个交流输入和交流稳压输出公共零端N，3个三相交流输入端A1、B1、C1和3个三相交流稳压输出端A2、B2、C2，能同时输出三相380V交流稳定电压和三个有公共零线N的单相220V交流交流稳定电压，用调节3个主控双向开关S1A、S1B、S1C中的全控器件的斩控通断比调节补偿电压大小，达到输出电压稳定的三相交流稳压电源。复审请求人认为：极大多数斩波器件的耐压都能承受400多伏电压，同样输出功率，斩波电压提高2倍，器件的额定电流和压降捐耗就降低2倍，器件成本远低于降低2倍。虽增加升压自耦变压器T2，但总成本还是降低。总损耗降低，总效率提高，这就是采用附图4比采用附图1具有先进性和新颖性之处，这种方法在本申请之前未检索到，同一发明人在此专利申请日之后授权的发明专利（ZL201410450037.4）中采用过，它不影响本专利的新颖性。
复审请求人于2019年08月18日提交的权利要求书如下：
“1.单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源，它由滤波电容C1和C、滤波电感L、1个补偿变压器T1、1个升压自耦合变压器T2、1个主控双向开关S1、1个续流双向半控电子开关S2、2个倒相双向开关S3和S4及其控制电路组成，补偿变压器T1由初级绕组W11、W12和次级绕组W2组成，升压自耦变压器T2有2个端头（4、1）和1个中间抽头（2），主控双向全控电子开关S1由2个带阻尼整流二极管（D1、D2）的2个三极管（V1、V2）反串联，或者由4个整流二极管和1个三极管组成，其特征在于：升压自耦器T2的输出两端（4、1）的交流电压斩波调节补偿电压，续流双向半控电子开关S2由2个单向晶闸管（V3、V4）反并联组成，只要调节主控双向全控电子开关S1的通断比就能调节双向补偿电压，第1交流输入端(2)与补偿变压器（T1）次级绕组（W2）一端、升压自耦变压器T2中间抽头端连接，自耦变压器输出高压端（4）与主控双向全控开关（S1）一端、滤波电容（C1）一端连接，第1交流稳压输出端(3)与补偿变压器（T1）次级绕组（W2）另一端连接，第2交流输入端(1)与第2交流稳压输出端、升压自耦变压器T2低压端、补偿变压器（T1）初级绕组（W11）一端、初级绕组（W12）一端、续流双向半控电子开关（S2）一端、滤波电容（C）一端、滤波电容（C1）另一端连接，主控双向全控电子开关（S1）另一端(5)与续流双向半控电子开关（S2）另一端、滤波电感（L）一端连接，滤波电感（L）另一端(5)与滤波电容（C）另一端、倒相双向电子开关（S3）一端、倒相双向电子开关（S4）一端连接，倒相双向电子开关（S3）另一端(7)与补偿变压器（T1）初级绕组（W11）另一端连接，倒相双向电子开关（S4）另一端(8)与补偿变压器（T1）初级绕组（W12）另一端连接。
2. 一种三相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源，包括3个权利要求1所述的单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源星形连接。”
在上述程序的基础上，合议组认为本案事实已经清楚，可以作出审查决定。
二、决定的理由
审查文本的认定
复审请求人在答复复审通知书时提交了权利要求书的修改替换页（含权利要求第1-2项）以及摘要附图的修改替换页。经审查，该修改符合专利法实施细则第61条第1款以及专利法第33条的规定。本复审决定所针对的审查文本为：申请日2014年08月10日提交的说明书附图图1-8，2014年09月08日提交的说明书第1-25、28-29段、说明书摘要，2019年08月18日提交的权利要求第1-2项、摘要附图。
关于专利法第22条第3款
专利法第22条第3款规定：创造性，是指与现有技术相比，该发明具有突出的实质性特点和显著的进步，该实用新型具有实质性特点和进步。
如果一项权利要求请求保护的技术方案与作为最接近的现有技术的对比文件相比存在区别技术特征，但是该区别技术特征的部分特征被其他对比文件公开，并且其在其他对比文件中所起的作用与其在该权利要求请求保护的技术方案中所起的作用相同，其余特征为本领域公知常识，且将上述对比文件和本领域公知常识结合也未产生预料不到的技术效果，则该权利要求请求保护的技术方案整体对本领域技术人员来说是显而易见的，不具备创造性。
本复审决定所引用的对比文件与复审通知书、驳回决定中所引用的对比文件相同，即：
对比文件1：CN102427298A，公开日为2012年04月25日；
对比文件2：CN2625948Y，公告日为2004年07月14日；
对比文件3：CN101123401A，公开日为2008年02月13日。
其中，对比文件1作为最接近的现有技术。
2.1 关于权利要求1
权利要求1要求保护一种单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源。对比文件1公开了一种基于BUCK变换器的串联式交流稳压器（相当于单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源），其通过将补偿电压串入市电输入中来获得稳压输出，并具体公开了以下技术特征（参见说明书第8-28段，图1-9）：该交流稳压电源包括依次串联的BUCK变换器、桥式极性变换器、工频变压器（相当于补偿变压器）；从市电输入电压中取得交流电能后，经过一个由开关S1（相当于主控开关）、开关S2（相当于续流开关）、电感L1（相当于滤波电感L）、电容C1（相当于滤波电容C）构成的BUCK变换器得到一个与市电输入电压相位相同、频率相同、电压幅值可变的电压；再将此电压送往由开关S3、开关S4、开关S5、开关S6构成的桥式极性变换器，从而得到与市电输入电压相位可变、频率相同、电压幅值可变的电压；再将此电压接入工频变压器的初级绕组，从而在其次级绕组得到与初级同频同相的电压；再将此隔离得到的电压串入市电输入中，从而得稳压输出。如图3所示，市电输入的L端（相当于第1交流输入端）与开关S1的一端、稳压输出的L端（相当于第1交流稳压输出端）相连，市电输入的N端（相当于第2交流输入端）与开关S2的一端、电容C1的一端、开关S4、S6的一端、工频变压器的次级绕组的一端相连，工频变压器的次级绕组的另一端连接到稳压输出的N端（相当于第2交流稳压输出端），开关S1的另一端、开关S2的另一端连接到电感L1的一端，电感L1的另一端连接到电容C1的另一端、开关S3、S5的一端，开关S3的另一端和开关S4的另一端相连并进一步连接到工频变压器的初级绕组的一端，开关S5的另一端和开关S6的另一端相连并进一步连接到工频变压器的初级绕组的另一端。
根据说明书第21-25段记载，BUCK变换器中当开关S1导通时开关S2截止，市电输入完全提供给后级LC滤波器，当开关S1截止时开关S2导通以便让LC滤波器中的电流形成回路，并进一步通过控制开关S1的控制信号的占空比来控制市电输入的电压幅值，并且桥式极性变换器的主要目的是让串入电压与市电输入之间的相位差为180度或0度，可见对比文件1中的交流稳压器同样是仅需要调节主控开关S1来调节补偿电压的幅值。
权利要求1相对于对比文件1的区别技术特征在于：（1）第1交流输入端与补偿变压器T次级绕组W2一端相连，第1交流稳压输出端与补偿变压器T次级绕组W2另一端连接，第2交流输入端与第2交流稳压输出端、补偿变压器T初级绕组W11一端、初级绕组W12一端连接，即本申请中补偿电压是串入第1交流输入端和第1交流稳压输出端之间，与之相对地，对比文件1中补偿电压是串入市电输入的N端与稳压输出的N端；（2）补偿变压器T由初级绕组由W11、W12和次级绕组W2组成，滤波电感L另一端、滤波电容C另一端连接到倒相双向开关S3一端、倒相双向开关S4一端，倒相双向开关S3另一端与补偿变压器T初级绕组W11另一端连接，倒相双向开关S4另一端与补偿变压器T初级绕组W12另一端连接；（3）1个升压自耦合变压器T2，其有2个端头和1个中间抽头，升压自耦合变压器T2的输出两端的交流电压斩波调节补偿电压，中间抽头端连接到第1交流输入端，输出高压端与主控双向全控电子开关一端和滤波电容C1一端连接，低压端连接到第2交流输入端；（4）主控双向全控电子开关S1由2个带阻尼整流二极管的2个三极管反串联，或者由四个整流二极管和1个三极管组成，续流开关为续流双向半控电子开关，由2个单向晶闸管反并联组成；（5）滤波电容C1连接在第一交流输入端和第二交流输入端之间。基于上述区别技术特征可以确定，该权利要求1实际解决的技术问题是：如何在交流线路中接入补偿电压；改变交流输入相位的同时简化开关的使用；调节电压的补偿范围，并减少功耗；降低成本；以及实现滤波。
针对区别技术特征（1）和（2），对比文件2公开了一种无触点补偿式电力稳压器，并具体公开了以下技术特征（参见说明书第3页倒数第3段，图2），该稳压器包括补偿变压器1、自耦变压器2、分级补偿开关组3、正反极性补偿开关组4，补偿变压器1初级绕组为带中间抽头的双绕组，中心抽头接输出端N点，即分正补偿绕组11和反补偿绕组12，两个绕组的技术参数一致，两个绕组的输入电压均按输出电压U0 设计；补偿开关选可控硅，可控硅SZ、可控硅SF作为正、负补偿的主开关，在可控硅SZ处于导通状态时，可控硅(S1、S2、S3、S4、S5)其中一个切换导通可得到不同的正补偿电压 ΔU；在可控硅SF处于导通状态时，可控硅(S1、 S2、S3、S4、S5)其中一个切换导通可得到不同的负补偿电压-ΔU。如图2所示，补偿变压器1的次级绕组串接在交流输入线路的火线AU上，并且正补偿绕组11的一端连接到可控硅SZ的一端，可控硅SZ的另一端连接到自耦变压器2的一个输出端，反补偿绕组12的一端连接到可控硅SF的一端，可控硅SF的另一端连接到自耦变压器2的另一个输出端。可见，对比文件2中交流稳压器输出的补偿电压的串接方式、补偿变压器的初级侧电路结构与该权利要求1的技术方案中相同，上述区别技术特征（1）和（2）的大部分技术特征在对比文件2中公开，并且其在对比文件2中所起的作用与该特征在权利要求1中所起的作用相同，都实现了补偿电压的接入以及交流输入的相位变换的同时简化了开关的使用，从而对比文件2给出了这样的技术启示，使得本领域技术人员在面临相同问题时有动机采用对比文件2中的上述技术手段来解决上述问题，而在将对比文件2用于对比文件1时，由于倒相电路应连接在交流斩波电路之后才能实现补偿，并且对比文件2中可控硅SZ、SF的输入端相连作为一个交流输入端，N与两个绕组的中间抽头作为另一交流输入端，本领域技术人员容易想到将上述两个交流输入端连接在对比文件1中BUCK型变换器对应的两个交流输出端，这样连接的效果也是可以预期到的。此外，采用双向开关作为倒相开关实现电流的双向流通也是本领域技术人员的惯用手段，属于公知常识。
针对区别技术特征（3），在电力传输系统中，为了能够降低大电流引起的损耗，在传输相同功率时提升传输电压是本领域技术人员经常采用的技术手段，而且，利用自耦变压器实现升压的同时提高功率传输效率也是本领域技术人员所熟知的升压方式，在对比文件1已经公开了将补偿电压串入市电输入中来获得稳压输出的基础上，本领域技术人员容易想到在对比文件1的串联式交流稳压器中加入升压自耦变压器来降低开关中流过的电流，达到降低损耗的目的，而且基于电路的实际情况，本领域技术人员也可以对自耦变压器的接入方式进行选择，例如在电路的输入端或者输出端加入实现升压的自耦变压器，这不需要付出创造性的劳动，并可以预期其效果。
针对区别技术特征（4），对比文件3公开了一种斩控式交流调压电路，并具体公开了以下技术特征（参见说明书第1页第1-2段、第3页第1段至第4页倒数第1段，图1-4）：结合图1-3可知，该斩控式交流调压电路包括双向主控开关和双向续流开关，图3中双向主控开关采用2个带阻尼整流二极管的2个三极管反串联组成，图四中由四个整流二极管和1个三极管组成，续流双向子开关由2个单向晶闸管反并联组成，由此降低成本。可见，上述区别技术特征（4）中大部分特征在对比文件3中公开，并且其在对比文件3中所起的作用与该特征（4）在权利要求1中所起的作用相同，都降低了成本。
针对区别技术特征（5），在交流输入端采用电容进行滤波也是一种惯用手段，属于公知常识。
由此可知，在对比文件1的基础上结合对比文件2、对比文件3和公知常识而得到该权利要求1所要求保护的技术方案，对本领域技术人员而言是显而易见的，上述结合也未产生任何预料不到的技术效果，则该权利要求所要求保护的技术方案不具有突出的实质性特点和显著的进步，不具备专利法第22条第3款规定的创造性。
2.2 关于权利要求2
权利要求2要求保护一种三相交流斩波调节补偿的交流稳压电源，其包括3个权利要求1所述的单相交流斩波调节补偿电压的交流稳压电源。对于除权利要求1限定的特征外的其余特征，对比文件2（参见说明书第3页倒数第3段、第4页第3段，图2、8）公开了一种三相无触点补偿式电力稳压器，因三相电力稳压器由三个完全相同的单相电路组合而成，如图6所示，用三个图2所示的稳压器星形连接后再连接到公共零线N，即组成三相电力稳压器，具有三相交流输入端A1、B1、C1和三相交流输出端A2、B2、C2，能同时输出三相380V交流稳定电压和三个有公共零线N的单相220V交流稳定电压。可见，该权利要求除引用的权利要求1的特征以外的大部分特征在对比文件2中公开，且作用相同。由于权利要求1相对于对比文件1与对比文件2、3以及公知常识的结合不具备创造性（具体参见意见2.1），因此，在其所采用的权利要求1的单相交流斩波调节补偿的交流稳压电源不具备创造性的情况下，该权利要求2相对于对比文件1与对比文件2、3以及公知常识的结合也不具有突出的实质性特点和显著的进步，不具备专利法第22条第3款规定的创造性。
关于复审请求人的意见
复审请求人认为：极大多数斩波器件的耐压都能承受400多伏电压，同样输出功率，斩波电压提高2倍，器件的额定电流和压降捐耗就降低2倍，器件成本远低于降低2倍。虽增加升压自耦变压器T2，但总成本还是降低。总损耗降低，总效率提高，这就是采用附图4比采用附图1具有先进性和新颖性之处，这种方法在本申请之前未检索到，同一发明人在此专利申请日之后授权的发明专利(ZL201410450037.4)中采用过，它不影响本专利的新颖性。
对此，合议组认为：通过设置升压自耦变压器来提升电压，从而降低大电流引起的损耗是本领域的公知常识（参见意见2.1），在输出相同功率的情况下由于电压升高，开关器件中流过的电流相应降低，从而降低了开关器件的导通损耗，这是本领域技术人员能够合理预期到的，没有产生预料不到的技术效果。
基于上述理由，本案合议组现依法作出如下决定。
三、决定
维持国家知识产权局于2019年04月11日对本申请作出的驳回决定。
如对本复审决定不服，根据专利法第41条第2款的规定，复审请求人可以自收到本决定之日起三个月内向北京知识产权法院起诉。
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